电流与电压不成正比的电气负载称为非线性负载。线性负载是纯正弦负载，可以是电阻性负载，也可以是感性负载或容性负载。要验证线性负载和非线性负载的区别，请参阅下图。

如图 1.2 和 1.3 所示，负载是纯正弦波，至少在此简化图中是如此。因此，通常将功率因数定义为电压和电流之间的相位关系，尽管这实际上是位移因数。因此，为了避免误解，文献通常将功率因数称为 “真实功率因数”。
真实）功率因数和位移因数的定义如下： (v1 和 i1 指基频）

 

在所有项目都是纯正弦的条件下，pf 和 df 可能具有相同的值。但在实际应用中，这种情况并不会发生，这一点将在下文中详细说明。如果继续错误地使用 pf 来表示 df，就会产生所谓的功率因数校正设备（PFC）。由于这种功率因数校正设备只侧重于相位校正，因此无法解决与其他类型失真相关的问题。基本上，市电有不同的失真，如下

本文的重点是谐波失真，尤其是变频驱动器引起的失真。减少谐波的措施通常也会对其他类型的失真产生积极影响。

理想情况下，所有负载和信号源都具有纯正弦电流波形。但遗憾的是，大多数设备的真实波形却大相径庭。非线性负载，如标准 6 脉冲变频驱动器的输入电流（如图 1.4 所示）会导致电源电压失真。这种失真通常用总谐波失真 THD 来评估。对于电力设备而言，总谐波失真通常包含从 2 次谐波到 40 次谐波的频率。在数学上，谐波并不局限于 40 次，对于其他主题，如音频设备失真，THD 范围的定义可能有所不同。
为了评估谐波失真，我们需要从数学角度来理解谐波： 谐波是基频的倍数（第 n 次谐波 = n – f）。
对于最常见的 50Hz 家用电源而言，这意味着：

第2 次谐波 = 100Hz	第7 次谐波 = 350Hz	第12 次谐波 = 600Hz	第17 次谐波 = 850Hz
第3 次谐波 = 150Hz	第8 次谐波 = 400Hz	第13 次谐波 = 650Hz	第18 次谐波 = 900Hz
第4 次谐波 = 200Hz	第9 次谐波 = 450Hz	第14 次谐波 = 700Hz	第19 次谐波 = 950Hz
第5 次谐波 = 250Hz	第10 次谐波 = 500Hz	第15 次谐波= 750Hz	第20 次谐波 = 1000Hz
第6 次谐波 = 300Hz	第11 次谐波 = 550Hz	第16 次谐波 = 800Hz	…

傅立叶变换将时间函数分解为各个频率。这意味着每个周期性信号都是一个可以被分割成单个谐波的函数。下表有助于验证这一原理。

这意味着，从数学角度来看，通过将不同阶次、相位和振幅的谐波相加，可以产生任何周期信号。
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为了理解为什么需要谐波解决指南，我们需要回顾 19 世纪末，当时日益增长的电力需求致使对公共电力供应有了需求。”交流 “和 “直流 “这两个概念之间的冲突导致了 1890 年前后的 “电流之战”。两种技术当时都得到了推广和安装，但最终交流电技术的支持者赢得了这场 “战争”，战胜了由托马斯-爱迪生（Thomas A. Edison）领导的直流电支持者。这场战争的胜利主要归功于利用变压器远距离传输能量的能力。乔治-威斯汀豪斯认识到交流电的优势，从卢西恩·高拉德和约翰·吉布斯手中买下了变压器（1885 年称为 “二次发电机”）的专利权，交流电的胜利由此开始。
在 “电流之战 “期间，电力主要用于供应线性负载，如雷电和简单的电机，因此交流电的缺点并不明显。随着全球半导体和其他非线性负载的迅速增加，我们现在面临的挑战是如何保持交流电源的清洁，或者至少是必要的清洁。

从图 1.4 中可以看出，标准直流扼流驱动装置的输入电流形状与正弦波相去甚远，而交流扼流驱动装置的输入电流形状与之基本相似。而不带任何电感的驱动器的输入电流形状则要差得多。虽然谐波畸变有许多不同的来源，但很大一部分是由变频驱动器（VFD）引起的。因此，这些页面将重点关注变频器的解决方案。
在电力供应和电气设备中谈到谐波时，这与第 2 次和第 40 次谐波之间的谐波失真有关（在 50Hz 电源中，这相当于 100Hz – 2kHz）。这一频率范围有不同的标准和谐波建议，标准可能很快会扩展到 2kHz 至 9kHz。
在完全对称的三相电源中，6 脉冲整流器输入不会对 3 的倍数谐波造成任何失真，也不会对偶数谐波造成任何失真。在 2 – 40 次谐波范围内，除以下 12 次谐波外，所有谐波都不会产生失真： 第 5 次、第 7 次、第 11 次、第 13 次、第 17 次、第 19 次、第 23 次、第 25 次、第 29 次、第 31 次、第 35 次、第 37 次。这就是标准和建议关注这些单独谐波阶次的原因。当然，没有一个真正的电源是完全对称的，因此其他谐波阶次也会产生谐波。

谐波失真由总谐波失真 (THD) 或总需求失真 (TDD) 评估，其中电流失真和电压失真各占一半。

电流总谐波失真 THDi 是设备最常用的评估指标。计算时考虑的是 40 次以下的所有谐波电流之和。

这种评估用于许多标准，基本上是显示谐波电流与基波电流的关系。电压畸变称为 THDv，计算方法与使用单个电压谐波非常相似，而不是电流。

从根本上说，总谐波失真（THD）是对谐波失真的一个很好的评估，但它不足以对谐波可能造成的问题进行全面评估。其中一个主要原因非常简单，它基于以下电感相关性：

电感的阻抗取决于频率。这意味着：频率越高，功率损耗越大。因此，变压器等设备和其他电感对高阶成分很敏感。这就是为什么即使实际额定功率远低于变压器的额定功率，高次谐波失真仍可能导致变压器过载的原因。
这种相关性还表明，总谐波失真并不能充分说明谐波电流所造成的影响。例如 如果我们将 5 次谐波的 100A 失真（I5=100A）与 37 次谐波的 100A 失真（I37=100A）进行比较，这些电流对 THDi 值的影响是相同的。但由于该频率的阻抗较高，I37 造成的变压器内部功率损耗会明显增大。
通常情况下，高次谐波的设备失真较低。不过，这也是为什么标准和建议不仅关注总谐波失真，还关注单个数字和高次谐波的原因。高次谐波的常用评估方法是部分加权谐波失真 PWHD，不同的标准和建议中都使用该方法来评估高次谐波，这里指的是 14 次至 40 次的所有谐波。
以下计算显示了电流 PWHD 的计算方法；电压
畸变的计算方法相同，但显然是指单次谐波电压幅值。

 

这些谐波评估 THD 和 PWHD 被用于大多数常见标准中，尤其是 IEC 61000 和 EN 50160 的不同部分。
IEEE 519-2014 标准是电力系统谐波控制的推荐实践和要求。该标准给出了如何处理谐波畸变的推荐做法，并采用了略有不同的谐波电流评估方法：

 

第一眼看，这个等式可能与 THDi 相等，区别在于分母和使用 IL 而不是 I1。IL 和 I1 都被定义为基波电流或 “1 次谐波”，因此通常为 50Hz 或 60Hz。I1 是每个工作点的基波电流，但 IEEEE 将 IL 定义为： “该电流值可由 PCC 确定，应取前 12 个月中每个月最大需求量对应的电流之和除以 12。由于系统偶尔会出现过载，这通常会导致额定负载下的 TDD 值低于 THDi 值，尤其是在部分负载情况下，TDD 值会明显降低（见图 1）。
电压畸变是由单个谐波电流的幅值造成的，而不是由实际运行点的百分比值造成的。随着负载的增加，VFD 设备的谐波电流也会增加，因此 TDD 可以提供更准确的信息，说明对主电源的影响。
下图显示了 TDD 和 THDi 与带有被动谐波滤波器输入的 VFD 值之间的相关性。

想象一下，上图只显示了 THDi。没有经验的用户可能会认为在电机负载为 18% 时谐波失真最严重。而 TDD 曲线显示的是 120% 负载时的失真最严重。这就是为什么 TDD 是一种更方便用户评估或指定特定系统谐波失真的方法。

谐波分量的测量非常复杂，但高质量的测量设备（如功率分析仪）能够测量谐波分量并显示 THDi 和 THDv 值，有些设备还能显示 PWHD 值。但是，测量设备通常无法了解 IEEE 定义的 IL，因此普通的功率分析仪无法显示 TDD。如果能够评估 IL，则可以计算出任何工作点的 TDD 以及相应的 THDi 和 I1 值。
不过，这些评估仅供参考，或者用户想检查设备提供商是否满足规定值。基本上，TDD 总是低于 THDi 值。

 

 

However, these evaluations are only for interest or if user would like to check if the equipment provider is meeting the stated values. Basically the TDD is always lower than the THDi value.

基本上，电流的畸变对设备（VFD）本身并无大碍，但非正弦电流会导致正弦主电源畸变。市电的这种畸变会影响所连接的设备。电压畸变的影响多种多样，最典型的影响是变压器和 PFC 应用（电容器组）过热。一个被低估的谐波畸变影响是大大降低了电气和机械设备的预期使用寿命。

 

与谐波失真有关的最常见问题如下：

Transformers and PFC
Increased losses on inductances:

(↑ 频率 = ↑ 阻抗）
功率降低！预期寿命降低！效率降低!
变压器和电容器组必须过大，否则在额定负载下可能会过热。

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电子设备

损失增加，预期寿命缩短。
设备故障 → 丢失数据、生产损失、设备成本
信号评估错误 → 故障排除成本和生产损失

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电机和发电机（失控）
损耗增加，预期寿命缩短。
轴输出扭矩降低，扭矩不稳定（甚至振动）。降低轴承、齿轮箱和其他连接设备的预期使用寿命。

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系统效率

设备效率可能会受到电源电压谐波畸变的影响。此外，连接线也会产生较高的损耗。
这将导致用户成本增加。

谐波缓解设备基本上分为两个不同的部分： 无源解决方案和有源解决方案。

谐波缓解的最基本无源解决方案是交流或直流扼流圈（电感），通常情况下，驱动器制造商已经安装了这种扼流圈，或至少规定了必须安装的电感量（通常为 2-4%）。在这种设置中，扼流圈的性能是有限的（THDi 约为 35-45%），因此本文将把扼流圈视为最小值，重点关注 THDi <10% 的解决方案。真正的无源解决方案包括 L 和 C 电路（不幸的是，有时也包括 R 电路）。质量和性能因使用的品牌不同而大相径庭。
有源解决方案包括：有源输入电路与 LCL 滤波器和并联有源谐波滤波器相结合。
从硬件角度来看，有源前端（AFE）和低谐波驱动器（LHD）通常是相同的。当电机作为发电机运行时，AFE 技术具有能量再生的优势。由于这一功能对于泵和风扇等简单的安装显然是无用的，因此相同的硬件被推广为 LHD，而再生功能则被禁用。
事实上，不同品牌对 “低谐波驱动 “的定义是不同的。一些制造商将其称为带有内部电感的标准逆变器，而其他制造商则使用内部无源滤波器。因此，在比较 LHD 时，有必要注意内部设置和由此产生的 THDi。
下图显示了最常见的谐波缓解解决方案的简化设置和典型的 THDi 性能。

 

无源谐波滤波器是 L 和 C 的不同电路，不幸的是，有时也包括 R 电路。谐波性能值 <3% THDi 是可能的，但无法保证。典型的标称性能为 <5% 或 <10% THDi。无源谐波滤波器非常简单，通常是谐波缓解的最合适选择。然而，根据内部设置的不同，它们之间的差异也很大。因此，必须特别注意以下特性：
1. 效率（应尽可能高：>100A 时效率至少为 99%）。
2. 直流压降（在额定负载下，滤波器不应导致直流母线上出现压降。(如果会造成电压下降，可通过使用额定电流更大的驱动器来补偿））。
3. 性能条件（请确保在实际条件下达到所述性能。某些 PHF 规定总谐波失真 <5%，但仅限于理想网络）。


有源前端和低谐波驱动器是带有 IGBT 输入的设备。这种有源输入允许应用限制输入电流的谐波，从而实现几乎正弦的电流波形。不同品牌的产品具有不同的性能，但总谐波失真（THDi）基本上可以达到 3-5%。这种技术总是与 LCL 滤波器组件相结合。
遗憾的是，这种技术的高开关频率带来了两个明显的缺点：
1. 系统效率明显低于其他解决方案（损耗通常高出 1-3%）。
2. 该技术能在 40 次以下谐波中产生干净的信号，但也会在高次谐波中产生新的失真。在高次谐波上会产生新的失真，通常在 50 次至 200 次谐波范围内。这个频段的失真已经造成了问题，国际电信联盟将对其进行监管。在这一频段的失真已经造成了问题，不久将受到国际标准的管制）。
基于这些缺点，我们不建议使用这种技术来减少谐波。

一些驱动器制造商已经认识到了这些缺点，并在内部使用了有源或无源谐波滤波器，但仍将该解决方案称为低谐波驱动器。推荐使用这些解决方案，因此必须注意 “低谐波驱动器 “的内部设置。
有源谐波滤波器是将谐波注入电源的并联滤波电路。与系统中的谐波相比，这些谐波具有 180° 的相移。因此，注入的谐波可以消除从主电源中看到的谐波。下图有助于验证这一原理。

 

使用优质有源滤波器时，滤波器的效率通常在 97% 左右。乍看之下，效率可能很低，但对于系统而言，这意味着它几乎与高效无源谐波滤波器一样好，其原因在于拓扑结构： 假设负载为 1000A，THDi 为 35%，则谐波电流为 1000A – 35% = 350A（简化的谐波电流估算）。这意味着有源谐波滤波器的大小仅需 350A。无源谐波滤波器和有源前端技术的规格为满载电流 1000A。假设总谐波失真（THDi）为 35%，则基于负载的效率约为 99%。
有源滤波器解决方案的投资通常高于无源滤波器解决方案，但考虑到所有安装成本，安装一个中央有源滤波器而不是多个小型无源滤波器可能是正确的选择。因此，在比较有源谐波滤波器和无源谐波滤波器时，并不存在 “最佳解决方案”（只要我们比较的是高效和高质量的产品）。正确的选择取决于系统。
同时提供有源谐波滤波器和无源谐波滤波器的分销商和公司可以就这一选择提供无私的建议。此外，他们还能提供两种技术的组合，这通常是最佳的技术和商业解决方案。

就谐波畸变而言，供电部门规定的限值相当高（取决于地区）。因此，建议使用 IEEE 519-2014 作为电能质量的参考。该建议提供了很好的指导，可确保合理限制供电失真。对于有多个驱动器的系统，建议使用以下句子：
“系统应满足最新版 IEEE 519 谐波准则的所有要求”。
基本上，您可以为每台驱动器说明 IEEE 519 标准，但这可能不是最佳解决方案，因为每台可变静止变速器都需要单独的谐波滤波器。特别是将小型和大型驱动器组合在一起的系统，可以从无源和有源谐波滤波器的组合中获益，因为这样可以忽略较小的滤波器，而使用额定功率较高的高质量滤波器。与为每个驱动器使用低质量的谐波滤波器相比，这可能会带来相同甚至更好的总体性能。

对于高负荷的应用，例如暖通空调行业，不仅要规定谐波性能，还要规定谐波解决方案的效率。因此，可以在投标书中添加以下内容：
额定输入电流小于 100A 的 VSD 谐波解决方案的效率应大于 98%。
额定输入电流大于 100A 的 VSD 的谐波解决方案的效率应大于 99%。
谐波解决方案不得因直流母线电压波动而影响 VSD 的效率。
由于不同品牌的质量标准有很大差异，建议使用可根据要求提供延长保修的制造商。无源滤波器的设计寿命至少应为 10-15 年。
此外，建议说明连接点的可用短路功率（见下一章）。如果没有提供，则会假定短路功率比最低，因此成本可能会高于必要的水平。

单个设备的谐波电流会导致市电电压产生谐波畸变。造成这种情况的原因如果用本篇文章解释过于复杂，但基本上我们必须知道，相同大小的谐波电流会根据其阻抗的不同而对电压造成不同的谐波畸变。试想一台 100 千伏安的空载发电机，其谐波畸变率（THDv）为 2%： 如果将总谐波失真为 35% 的可变静止放电装置连接到该发电机上，则会导致电压失真，例如总谐波失真为 3%（结果显然取决于可变静止放电装置的大小）。
现在设想一下，将相同的可变静止放电装置连接到 200 千伏安的发电机上，预失真同样为 2%THDv： 所产生的 THDv 会好得多（介于 2% 和 3% 之间）。真正的计算要复杂得多，但其本质是这样的： 如果主电源是 “周”，谐波电流对 THDv 的影响就会高于 “强 “网络。
现在，”强 “和 “周 “显然不是精确的信息，因此标准中提到了短路功率与连接功率之比，这就是对供电强度的评估。在 IEEE 519-2014 中，您可以找到下表：

 

最大谐波电流失真，单位为 IL 百分比
单次谐波阶次（奇次谐波）
ISC /IL	<11	11≤h<17	17≤h<23	23≤h<35	35<h	TDD
<20	4.0	2.0	1.5	0.6	0.3	5.0
20<50	7.0	3.5	2.5	1.0	0.5	8.0
50<100	10.0	4.5	4.0	1.5	0.7	12.0
100<1000	12.0	5.5	5.0	2.0	1.0	15.0
>1000	15.0	7.0	6.0	2.5	1.4	20.0

短路电流与最大负载电流的比率越低，要求的谐波性能水平就越低。IEC 61000 等标准采用的评估方法略有不同，称为 R_SCE

如果该比率仍然未知，则必须假设尽可能低的比率。这可能会增加谐波缓解设备的投资。虽然 Sequ 通常是已知的（这是设备输入功率），但 SSC 的计算要复杂一些。.

解决评估问题所缺少的数值是 ZSC，即电源阻抗。基本上，供电部门应能提供有关连接点的信息。此外，您还需要了解所用变压器和安装电线长度的信息。
对于低压电缆长度较短而中压电源较强的情况，可以将总电源阻抗 ZSC 假定为变压器阻抗。这通常由短路阻抗 uk 给出。例如：变压器：uk = 4.1%，ST = 1 000kVA

 

应谨慎使用此计算方法，因为低中压阻抗和长距离导线（或低截面）可能会对短路功率产生显著影响！

本指南旨在简要介绍谐波干扰的相关主题；因此，为了帮助读者理解基本内容，对部分主题进行了简化。本指南为第一版，如有更正或建议，请发送电子邮件至 info@revcon.de。
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